Застосування трансімпедансним підсилювачів
Вступ
Передавальна функція трансімпедансним операційного підсилювача (ТІОУ) являє собою залежність вихідної напруги від вхідного струму і має розмірність опору. До ТІОУ відносяться ОУ з струмового зворотним зв'язком. Коли до входу ОУ зі зворотним зв'язком по напрузі підключений джерело струму, наприклад фотодіод (у зворотний зв'язок в цьому випадку включає резистор з більшим опором), ОУ також можна вважати ТІОУ. Для стабілізації схеми паралельно цьому резистору ставиться конденсатор досить великої ємності. У статті розглядається розрахунок конденсатора для отримання найбільшої смуги пропускання зі збереженням стійкості схеми.
На малюнку 1 показана повна схема ТІОУ, використовуваного для посилення струму фотодіода VD. У більшості випадків для усунення Vсмещ використовується шина харчування + V.
Мал. 1. Схема включення ТІОУ
На еквівалентній схемі (див. Рис. 2) фотодіод представлений у вигляді джерела струму IPK і паразитних ємностей.
Мал. 2. Еквівалентна схема фотодіода. CJ - ємність збідненого області діода; IPH - струм діода
Ця схема зручна для знаходження передавальної характеристики ТІОУ. Приймемо, що підсилювач ідеальний, тому на вході інвертується віртуальний нуль. Ємності ССМ і СJ не впливають на передавальну функцію, тому ми їх не враховуємо. Таким чином, вираз для передавальної характеристики має наступний вигляд:
(1)
звідси
(2)
Таким чином, з'являється полюс на частоті fp = 1 / 2pRFCF, який стабілізує схему (цей ефект буде розглянуто пізніше). Для знаходження коефіцієнта передачі ОС позначимо: СIN = CJ + CCM. Таким чином отримуємо просту дифференцирующую схему з заземленою вхідний ємністю СIN. Коефіцієнт передачі сигналу ОС характеризує величину напруги, яке передається з виходу ОУ на вхід.
Після деяких спрощень отримуємо остаточний вираз для коефіцієнта зворотного зв'язку F:
(3)
Таким чином, коефіцієнт F для ТІОУ виражається так само, як і для диференціюються ланцюжка. Різниця полягає лише в додаванні ємності CIN, яка є сумою ємності фотодіода і вхідний ємності підсилювача. Зауважимо, що для низьких частот F = 1. Коефіцієнт посилення з ОУ зворотним зв'язком ОУ дорівнює 1 / F. Для стійкості в схему додають стабілізуючий конденсатор CF. Однак включення додаткової ємності зменшує смугу пропускання, тому слід шукати компроміс.
На малюнку 3 показані частотні залежності коефіцієнта посилення А без зворотного зв'язку і коефіцієнта посилення 1 / F з ОС при оптимальному значенні CF.
Мал. 3. Амплітудно-частотні характеристики ТІОУ з розімкненим і замкнутої ОС
Полюс 1 / F знаходиться на графіку А, іншими словами, значення CF оптимально при A = 1 / F або АF = 1. За відсутності CF 1 / F = 0, що викликає зрушення фаз майже на 180 ° в точці перетину графіків А і 1 /F.Появленіе полюса на частоті fp забезпечує компенсацію з випередженням або запізненням, при цьому фазовий зрушення в точці перетину становить 135 °, таким чином, запас по фазі складе 45 °. При недостатній компенсації підсилювача точка перетину буде лежати вище другого полюса ТІОУ.
З виразу для F знайдемо значення полюса 1 / F:
(4)
Частота, до якої 1 / F = 0, виражається в такий спосіб:
(5)
При частоті fz нахил графіка 1 / F змінюється з 0 дБ на +20 дБ. Для стабільності роботи підсилювача нахил знову повинен стати рівним нулю. Це досягається як раз на другому полюсі, обумовленим конденсатором CF.
На малюнку 3 пунктиром зображено випадок перекомпенсації, коли величина CF занадто велика. В цьому випадку полюс зсувається на більш низьку частоту. Більш того, вплив доданка СIN в знаменнику вираження (5) зменшується, тому частота fz також зменшується. Перекомпенсацію слід застосовувати тоді, коли підсилювач недостатньо компенсований і точка перетину графіків А і 1 / F знаходиться поруч з другим полюсом характеристики А.
Коефіцієнт посилення без ОС знаходиться з простого співвідношення:
, (6)
де fGBW - частота одиничного посилення.
З огляду на, що AF = 1, опускаючи проміжні перетворення і спрощуючи отримані вирази, в кінцевому підсумку отримуємо вираз:
(7)
Це рівняння досить складно вирішити щодо CF. Для більшості випадків справедливо допущення CIN; CF. Беручи його, отримуємо остаточний вираз для CF:
(8)
Це формула для знаходження оптимальної величини ємності CF. Якщо CF потрібно занадто велика і викликає дзвін у схемі, то слід використовувати перекомпенсацію. Однак перекомпенсація зменшить смугу пропускання ТІОУ
практичний приклад
Розглянемо схему (див. Рис. 4) на операційному підсилювачі LMV793 фірми National Semiconductor.
Мал. 4. Практична схема реалізації ТІОУ
Це середній по швидкодії підсилювач з недостатньою компенсацією, пропускною здатністю 88 МГц і вхідний ємністю 15 пФ. Як датчик обраний фотодиод PIN-HR040 фірми OSI Optoelectronics з пропускною здатністю 300 МГц, щоб він не обмежував смугу пропускання підсилювача. Ємність фотодіода 7 пФ. Як джерело світла використовуються лазерні діоди з короткими фронтами і зрізами (5 нс). Опір в колі зворотного зв'язку RF = 100 кОм для отримання великого коефіцієнт посилення.
Розв'язують конденсатори джерел живлення не показані, проте слід враховувати, що на кожній шині живлення встановлений танталовий конденсатор ємністю 6,8 мкФ для фільтрації низьких частот і керамічний конденсатор ємністю 0,1 мкФ для фільтрації високих частот. Керамічний конденсатор слід розміщувати якомога ближче до висновків харчування операційного підсилювача.
Ємність фотодіода CJ = 7 пФ, вхідна ємність підсилювача СCM = 15 пФ, значить, сумарна вхідна ємність становить СIN 22 пФ. Використовуючи вираз (8), отримуємо СF = 0,53 пФ. Це дуже маленьке значення. У схему включений конденсатор з номінальною ємністю 0,5 пФ, проте його виміряне значення виявилося 0,64 пФ, таким чином, ТІОУ трохи перекомпенсірован. Смугу пропускання можна знайти виходячи з постійної часу RFCF або за часами фронту. У першому випадку отримуємо 2,5 МГц, а в другому 3,2 МГц. Наявність викиду говорить про те, що запасу по фазі 45 ° бракує. Вихідна реакція підсилювача показана на малюнку 5а і 5б.
Мал. 5. Вихідний сигнал ТІОУ при RF = 100 кОм
Тепер розглянемо ТІОУ з маленьким коефіцієнтом посилення. Для цього в схему на малюнку 4 включимо RF = 10 кОм, при цьому коефіцієнт посилення зменшиться в 10 разів, а смуга пропускання розшириться. Однак випромінювання світлодіода тепер повинен бути в десять разів яскравіше для отримання того ж рівня вихідного сигналу. Розрахункове значення стабілізуючої ємності CF = 1,7 пФ, а номінальна ємність конденсатора в схемі дорівнює 1,8 пФ. При даних параметрах полюс розташовується на частоті 8,8 МГц, а коефіцієнт посилення з ОС 1 / F = 10, це мінімально допустимий коефіцієнт посилення для стабільної роботи LMV793.
Таким чином, всі умови стабільності роботи двополюсної схеми виконані, однак при випробуваннях в лабораторії виявляється досить сильний дзвін схеми. Це могло бути викликано наявністю додаткових полюсів і нулів, близько розташованих до другого полюсу. Потрібна була перекомпенсація схеми. Приймемо CF = 2,7 пФ. На малюнку 6 показана вихідна реакція ТІОУ при RF = 10 кОм CF = 2,7 пФ. Часи фронту і зрізу для даної схеми рівні приблизно 33 нс, звідси смуга пропускання становить 10,6 МГц. Полюс розташовується на частоті 5,9 МГц. Вихідний сигнал ТІОУ для цього випадку показаний на малюнку 6.
Мал. 6. Вихідний сигнал ТІОУ при RF = 10 кОм
висновок
Стійкість ТІОУ розраховується так само, як і для диференціального підсилювача. Єдина різниця між ними полягає в використанні фотодіода в якості джерела вхідного струму. Фотодіод не впливає на розрахунок стабільності, його ємність враховується у вхідній ємності підсилювача.
В лабораторії були протестовані дві схеми з різними коефіцієнтами підсилення. Результати експериментів сходяться з теоретичними. Вираз (8) для СF може бути застосовано для всіх видів диференціальних підсилювачів, більш того, не дивлячись на відмінність передавальних характеристик ТІОУ і диференціального підсилювача, вирази для коефіцієнта передачі сигналу ОС в розрахунку стабільності обох підсилювачів збігаються.
Отримання технічної інформації, замовлення зразків, поставка -
e-mail: [email protected]
LPC3200 - нове сімейство 32-розрядних мікроконтролерів
NXP Semiconductors оголосила про розширення лінійки своєї продукції на базі архітектур ARM7TM і ARM9TM, представивши сімейство мікроконтролерів LPC3200. Мікроконтролери NXP сімейства LPC3200 побудовані на основі популярного процесора ARM926EJTM і призначені для використання в побутових, промислових, медичних і автомобільних пристроях. У сімейство LPC3200 входять LPC3220, LPC3230, LPC3240 і LPC3250.
Сімейство розроблено по 90-нм виробничого процесу на основі високопродуктивного ядра ARM926EJ, містить векторний блок обчислень з плаваючою комою (Vector Floating Point, VFP), контролер РК-монітора, Ethernet MAC, On-The-Go USB, ефективну матрицю шини і підтримує широкий діапазон стандартних периферійних пристроїв.
Мікроконтролери сімейства LPC3000 розроблені для забезпечення гнучкості в застосуваннях, що вимагають швидкої і одночасної передачі даних і поєднують в собі високу продуктивність, низьке енергоспоживання і підтримку великої кількості периферійних пристроїв. У цих пристроях реалізовані інтерфейси I2C, I2S, SPI, SSP, UART, USB, OTG, SD, PWM, A / D для сенсорних екранів, є адаптер 10/100 Ethernet MAC і 24-розрядний контролер РК-монітора з підтримкою панелей STN і TFT. Сімейство підтримує модулі пам'яті DDR, SDR, SRAM, а також флеш-пам'ять. Можливе завантаження з пристроїв флеш-пам'яті NAND, пам'яті SPI, UART або SRAM.
Поставка дослідних зразків мікроконтролерів NXP сімейства LPC3200 почнеться в квітні 2008 року, початок масових поставок планується на третій квартал 2008 року.
Про компанію National Semiconductor (від Texas Instruments)
National Semiconductor була заснована в 1959 році, в рік створення першої інтегральної схеми. У 1966 році National Semiconductor перемістив штаб-квартиру компанії на невелику ділянку землі в Санта Кларі, штат Каліфорнія - місце це пізніше стало відомим як "Силіконова долина". Відомий для нас як виробник світового класу, гарант надійності і лідер інноваційних технологій, National Semiconductor має за останні 50 років безліч нагород "Лідер промисловості". Найбільш поширеними ... читати далі